Qk=Qk-1cos（Δθ）+Ik-1sin（Δθ）（7）在π/2DBPSK调制中，Δθ的取值为{π/2，3π/2}中的一个；在π/4DQPSK调制中，Δθ的取值为{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}中的一个。相较于一般的DBPSK（Δθ=0，π）和DQPSK（Δθ=0，π/2，π，3π/2）调制，它们能保证每一时刻一定存在相位变化，提高了系统性能。具体相位增量取值与数据的对应关系如表2所示。表2相位增量

　　调制方式数据位相位增量π/2DBPSKb（n）△θ0π/213π/2b（2n）b（2n+1）△θ00π/4π/4DQPSK013π/4107π/4115π/4

　　由式（6）和式（7）可知，当前码元的绝对相位可由前一个时刻码元的绝对相位加上当前相位增量得到，2种调制方式的绝对相位如表3所示。其中：N为相位编号，θ为绝对相位，Ik为实路信号，Qk为虚路信号。设当前码元绝对相位编号为N，前一码元绝对相位编号为N′，在π/2DBPSK调制中若Δθ为kπ/2（k=1，3），则N=mod（N′+k，4），π/4DQPSK调制中若Δθ为kπ/4（k=1，3，5，7），则N=mod（N′+k，8）。此外，协议规定，无论采取哪种调制方式，初始相位均为π/2。表3绝对相位

　　调制方式NθIkQk0010

　　π/2DBPSK1π/2012π-1033π/20-100101π/40.7070.7072π/201

　　π/4DBPSK33π/4-0.7070，7074π-1055π/4-0.707-0.70763π/20-177π/40.707-0.707

　　在解调端，假定本地振荡器与发射载波具有相同频率和一个固定相差φ，令Wk=cos（θk-φ），Zk=sin（θk-φ）（8）若采用π/2-DBPSK方式调制，令ek=ZkWk-1-WkZk-1=sinΔθ（9）若ek>0，则解调为0，反之为1。

　　若采用π/4-DQPSK方式调制[4]，令fk=WkWk-1+ZkZk-1=cosΔθ（10）

　　gk=ZkWk-1-WkZk-1=sinΔθ（11）若fk>0，gk>0，解调为00；fk<0，gk>0，解调为01；fk>0，gk<0，解调为10；fk<0，gk<0，解调为11。

　　2仿真分析

　　本文根据BAN协议草案中对人体局域网基带调制方式的建议，在不同信噪比条件下对π/2DBPSK和π/4DQPSK 2种调制方式分别在高斯白噪声信道和多径衰落信道中进行了误码率仿真。其中，多径信道采用含有高斯白噪声的平坦瑞利衰落信道，多径数为4，系统采样率Ts=1/2.4 μs，幅度衰落均值为0，方差为δ2k/2的高斯随机变量。

　　在发射端，首先利用随机数发生器产生随机二进制数列，然后同协议中定义的PLCP前导码和PLCP帧头组成物理层帧，然后送往调制模块。考虑到Simulink调制模块中的初相位设定为0，与协议中初相位π/2的要求不符，另外Simulink调制模块调制后输出的信号为复数，这会影响到后续进行的硬件电路仿真，所以在这里放弃直接使用已有模块，而采用自己搭建查找表模型进行调制仿真，查找表流程如图1所示。

　　图1查找表流程当数据流到达时：首先，针对Δθ对相对相位进行查表；然后，利用延迟将上一时刻码元的绝对相位与相对相位进行相加。因为随着数据的累积相加所得和可能会超过绝对相位的最大编号，所以在其中需要加入一个求余运算；最后，对当前码元绝对相位进行查表，输出I，Q 2路数值。如此，成功地将原本1路的信号进行了虚实分路，与解调算法相适应。

　　在解调端，利用加法器和乘法器完成相关算法。其中，Wk-1和Zk-1为θk-1取协议规定初相位为π/2时的计算值，最后通过一个判决门限输出解调后的数据。

　　采用蒙特卡罗统计法在500帧数据内统计误码率，所得到的在2种信道下，误码率随信噪比变化的关系曲线如图2和图3所示。

　　图2是2种调制方式在高斯白噪声信道下的误码率曲线。由图2可知，虽然π/2DBPSK相比π/4DQPSK大约有1 dB的增益，但考虑到工程上一般对数据传输的要求是当信噪比为10 dB时，误码率要低于10-6，此时2种调制方式均拥有较优异的性能，而π/4DQPSK还能够增加约一倍的频带利用率[5]，具有相当大的优势。

　　图2AWGN信道下误码率曲线

　　图3多径信道下误码率曲线

　　图3是2种调制方式在多径信道下的误码率曲线。由图3可知，采用π/2DBPSK时，相对于高斯白噪声信道，多径对信噪比的恶化大约为2 dB；采用π/4DQPSK时，信噪比恶化大约为2.5 dB，通信质量下降比较严重，此时若仍然采用π/4DQPSK方式调制，传输系统性能可能无法满足实际需要。